2.4GHz下变频双平衡混频器设计

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４混频器参数选取

主要基于混频器的线性度、转换增益、噪声性能和功耗等方面考虑来选取电路图ｌ中的元件参数。通常混频器前一级器件的输ｆＩ｛阻抗为Ｒ．＝５０１１，为使混频器射频输入端在工作频率

魄：２７ｒ×２．４ｘ１０９

１

电子设计

中文核心期刊《微计算机信息》（嵌入式与ＳＯＣ）２００８年第２４卷第１２－２期

ｒａｄ／ｓ时获得与之相匹配的输入阻抗乙（Ｊ），匹

一１０

－５

０ＨＢＬＯ１１，＊盯

５

配条件需要满足：

Ｚｉｎ（ｓ）＝—』一十ｊ（‘＋工ｇ）＋—塑一岛

（１）

。：—：．．．．．．．！．．．一

其中，咚为ＭＯＳ管栅一源寄牛电容，ｇ。为跨导，￡。、丘为

电路中ＭＯＳ管Ｍ１、Ｍ２的栅端和源端电感，通过适当选取Ｍ１、Ｍ２的栅一源并接电容ＣＰ便町由（１）、（２）式求得满足输入阻抗匹配ｚ加（ｓ）＝Ｒｓ＝５０１１时的电感Ｌｇ和ｔ。

对于电路ＭＯＳ管尺寸和相关参数的选取参考如下公式：

它ｇ皿皇Ｅ（ｃ）噪声系数

兰；ｋ

￡

军：熹

２地ｃ：厶

Ｇｆ

２秀０９。

（３）（４）～。

ｆｍｑ．ＭＨｚ

（ｄ１双音测试输出频谱图２仿真结果

Ｆｉｇ．２Ｓｉｍｕｌａｔｅｄｒｅｓｕｌｔｓ

其中，∥。为沟道载流子迁移率，巴。为单位表面面积栅电容，∥肛为ＭＯＳ沟道宽长比，厶为漏电流，吃为栅一源偏压，％为阂值电压。由式（３）知电路转换增益ｑ只与跨导ｇ，和负载Ｒ，

由图２Ｖｅ（ａ）、Ｃｏ）可见电路射频端在２．４ＧＨｚ反射参数为极值一３６．７３７ｄＢ，本振端在２．２５ＧＨｚ反射参数为极值一２１．３１２

ｄＢ，

有关，可设定适当转换增益来选取‰和＆，再通过ｇ。和适当

漏电流Ｌ由式（４）便可求得Ｍ１、Ｍ２的沟道尺寸。而对于开关管Ｍ３一Ｍ６的沟道尺寸则是通过确保栅过驱动电压％（吃一‰）值在０．Ｉｖ－０．３ｖ范嗣南式ｆ５）求得。在实际电路中我们往往需要同时保证混频器有较好的线性度和噪声性能，因此最终ＭＯＳ管尺寸的确定需折中考虑。

中频端在１５０ＭＨｚ反射参数为极值一１７．６２０ｄＢ，由此表明各端口阻抗匹配良好；图（ｃ）显示在本振端口输入功率ＬＯ—ｐｗｒ＝５ｄＢｍ时的单边带、双边带噪声系数分别为８．４３ｌｄＢ和４．９５７ｄＢ，噪声性能良好。

ＯＩＰ３（ｄＢｍ）＝ｌｌＰ３（ｄＢｍ）＋Ｇ“ｄＢ）ＯｌＰ３（ｄＢｍ）＝Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）＋Ａ／２（ｄＢｃ）

（６）（７）

据此我们选取Ｍ卜Ｍ２宽／长比为６０１＾ｍ／０．１８ｐ．ｍ，Ｍ３～Ｍ６

宽／长比为２１０１ｘｍ／Ｏ．１８１．Ｌｍ，Ｍｌ～Ｍ２栅一源并接电容取０．６５ｐＦ，

Ａ（ｄＢｃ）＝Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）－１Ｍ３（ｄＢｍ）

（８）

Ｍｌ～Ｍ２栅端电感取６ｎｉｌ、源端电感取０．５ｎＨ，Ｍ３～Ｍ６栅端电感

取８．２ｎｉｌ，电流源取６．９２ｍＡ，负载电阻取５５０１ｌ。

我们测得电路在１５０Ｍｔ－Ｉｚ中频输出时的转换增益瓯为

５仿真结果

本设计基于ＴＳＭＣ的０．１８ｐ．ｍＣＭＯＳ下艺．采用ＢＳＩＭ２Ｖ３．２模型，利用ＡＤＳ２００５Ａ进行仿真，仿真结果如图２所示：

８．２７５ｄＢ，从图ｆｄ）双音测试输出频谱町以读出输出功率Ｐｏｕｔ一

２１．７２５ｄＢｍ，ｉ阶互调分量１３４３—９６．０１６ｄＢｍ；根据公式（６）、（７）

和ｆ８１可以求得彳＝７４．２９１ｄＢｃ，输出三阶交调点ＯＩＰ３＝１５．４２０ｄＢｍ，由此求得电路输入三阶交调点ＩＩＰ３＝０１Ｐ３一Ｇｃ＝７．１４６ｄＢｍ，可见本文设计的混频器具有较好的线性度。此外，电路消耗的直流功耗约为１９．３８ｍＷ，功耗较低。

６结论

本文主要探讨了混频器的工作原理、电路设计、参数选取和

仿真。采用先进的ＴＳＭＣ

０．１８¨ｍＣＭＯＳ

２－．艺设计，实现了符合

要求的低噪声、高线性度的基于Ｇｉｌｂｅｒｔ单元的下变频双平衡有

ｆｒ．口．Ｇｉｌｔ

源混频器，并且满足了低功耗和全集成的要求．与国内外有关设计相比达到了先进水平。预计到２０１０年，无线通信用户将达到１０亿人，这种巨大的市场需求必将使得以ＣＭＯＳ工艺实现的相关射频集成器件有着广泛的应用前景．并获得ａｒ观的经济效益。

本文创新点在于充分考虑列实际集成电路中片上电感的局限条件。设计实现了混频器模块的全片集成。通过在电路的射频和本振端加入调节小电阻改善了电路的反射参数，并研究了该调节小电阻和ＭＯＳ管栅电阻对电路阻抗匹配和线性度的

（ａ）射频端Ｓ反射参数

ｈ¨１０№

影响，结果表明：对于ｓ反射参数，在本振端ＭＯＳ管栅电阻起主

（下转第３０９页）

（ｂ）本振端和中频端Ｓ反射参数

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